SMPS za pojacalo

@ Macolakg

Naravno nisam odustao tako lako... Jeo sam se ceo dan shto nije proradilo kako treba i sad se vracam na projekat od nule. Skinuo sam sa neta 'Power Supply Cookbook' i proracunao transformator i snubber ponovo. Sutra radim prakticno pa javljam rezultate.

Jedina stvar koja me buni a koju bih voleo da mi otkrijete jeste kako da odredim napon pobude tranzistora? U prevodu koliko mi treba namotaja za povratnu spregu?

Recimo ako uzmemo ovaj 2SD1710 koji ja hocu da koristim, za njega pise da je Vbe=6V...

P.S. Ako imate podatke za ERI33 jezgro MOLIM VAS da mi posaljete, posto sam prekopao net i nigde ih nema, a bili bi mi veoma od pomoci u ovom radu...

Odlicna knjiga. Laka i pristupacna.



Bez persiranja molim.

Za vreme impulsa imas: Vcc/br_nav_primara = V/navoju, za sve sekundare koji ce koristiti energiju impulsa (kao kod forward-a ili push pull, krajnje jednostavno), sto je u tvom slucaju samo jedan namotaj (onaj koji ce pobudjivati bazu tranzistora u samooscilujucem SMPS).

Posto taj "namotajcic" ima svega nekoliko navoja tanjom zicom, tu se krije nekoliko "zamki":

-ako taj namotajcic namotas navoj do navoja (zauzima uzan prostor), sprega ce biti slaba, pa ga mozes pre posmatrati kao strujni izvor, a ne kao naponski, i sprega ce zavisiti od toga koliko je blizak primaru, i koliko se nalazi na sredini ili periferiji tela za motanje.
Veruj mi, tu ne postoji dovoljno dobar obrazac, pa ce rezultat najvise zavisiti od tvoje "rukotvorine".
Medjutim, najinteresantnije je bas sto fabrike najcesce koriste bas takav za pobudu baze :-).
Posle vise iteracija (motanja trafoa), nadju optimalan iznos i ostave ga takvim (uglavnom "udesavaju" spregu).

-Ako taj isti namotaj "razvuces" tako da zahvati celu sirinu sloja, racun ce ti biti mnogo pouzdaniji, ali avaj, bice ti potreban poveliki otpornik za ogranicenje struje baze, jer ti se namotaj ponasa kao naponski izvor, i taj otpornik ce solidno discipirati (kao kod B10 TV, 8,2R/9W, na primer).
----------------------------------------------------
Ti biras metodu :-), a obe mogu pouzdano raditi.

Sto se struje baze tice, to moze biti veoma kompleksno: veoma je pozeljno kontrolisati brzinu njenog narastanja i opadanja, pa fabrike cesto na red sa bazom umecu zavojnicu sa jezgarcetom koje radi tako sto na odedjenoj struji baze odlazi u zasicenje, i tako naglo promeni nagib narastanja struje (dva ili vise nagiba).
Oko pobude baze visokonaponskih tranzistora prouci Philips (sadasnji NPX) literaturu, jer su oni izmislili HV tranzistore za SW. namene, cija moc (1500+V) upravo pociva na ispravnom base-drive. Pojavom te metode i takve strukture tranzistora (BUxxx), izbaceni su iz stroja (upotrebe kod manjih i srednjih snaga) brzi HV tiristori i elektronske cevi u HIS od TV, u periodu od svega par godina, i to u celom svetu.

Ne mora se uvek raditi takva kontrola, ali rezultati su konacno losiji (temperatura tranzistora).

Kod mosfeta je to veoma jednostavno uraditi obicnim dimenzionisanjem otpora gejta, a brzo kocenje se izvodi pomocnim PNP koji kroz dodatnu RD mrezu izvrsi praznjenje drugim nagibom (vidi pdf).

E sad, odredjene gubitke moras imati, pa je na tebi izbor da li ces brzinu narastanja napona na primaru (kod iskljucenja tranzistora) kontrolisati brzinom opadanja pobude (topliji tranzistor), ili ces pak to isto kontrolisati snubberom (topliji snubber), mozda i kompromisnom podelom toplote...
Sijaset je resenja u upotrebi, od krajnje toplog tranzistora, pa do krajnje toplog i masivnog snubbera.

Napon pobudnog namotaja (V/navoju) za vreme pauze ce ti iskljucivo zavisiti od prenosnog odnosa primar-glavni (dominantni) sekundar. Konsultovati se sa npr. Power Suply Cookbook, ili procitati ono sto je postavljeno o flyback.
Odnosno, vazice ti V/navoju isti kao i za sve ostale sekundare koji konzumiraju energiju pauze.
--------------------------------------------------------------------------------------------------------------

Pojavom modernih mosfeta sa Uds >=600V, omogucena je njihova upotreba u off-line flyback SMPS za 230VAC (lako je bilo amerima da se z*zaju sa 115VAC, i treba biti oprezan kod pracenja njihove literature, jer se sa tako malim naponom napajanja, u proracunima lako dozvoljava visok premasaj napona primara)

Zasto Mosfet?

-zbog male snage gate drive veci je KKD, omogucen je startup veoma malim strujama (kroz veliku vrednost startup otpornika, akumulira se zaliha u elko napajanja kontrole, pa njegovo punjenje obezbedi nekoliko desetina polutalasa SMPS, gde za to vreme SMPS uspe da "napoji" sopstvenu kontrolu), lako dobijanje "hickup" zastite, sam mosfet moze raditi na desetak puta vecim frekvencijama nego BJT (bez kompleksnog drive-base), smanjenje gabarita trafoa i filterskih elemenata, veoma laka kontrola nagiba tranzicija.

-Definitivno su BJT u oblasti manjih snaga (<1KW) potisnuti u proslost, zadrzali su se jos jedino u modernijem suplementu IGBT, kod HIS, retkih preostalih CRT verzija TV i monitora, sa tesko premostivim ogranicenjem brzine uklapanja.
Tu gde su se zadrzali, ostali su samo zbog dominantnih osobina kod rada sa visokim naponima i manjim provodnim gubicima kod vecih struja, a vec ih i tu potiskuju novi SiC (silicijumkarbid) mosfeti i SiC IGBT.

-predvidjam da ce u oblasti manjih i srednjih snaga, u narednih svega par godina, potpunu dominaciju nad BJT preuzeti SiC mosfeti ili nesto jos bolje od njih.
Stoga smatram da ce BJT za sw. oblast otici u istoriju poput tiristora i cevi u oblasti manjih i srednjih snaga (0- nekoliko KW).
---------------------------------------------------------------------------------------------------------
Prakticno, pojavom (sada vec obicnih, i ima ih svuda) HV mosfeta je usvojena (skoro kao aksioma, u delu sveta gde se koristi 230VAC) najkompromisnija kontrola premasaja napona primara, koja se odlikuje malom potrebnom discipacijom snubber kola i visokim KKD:

-kondenzator Cp reda nekoliko stotina pF do par nF kontrolise tranziciju narastanja napona primara (kod iskljucenja mosfet-a), nagib odredjuju rasipne Ls primara i vodova rezonantnim polutalasom njih i Cp, Cp se stavlja direktno izmedju drejna i sorsa mosfeta (zato sam mu ovde dao ime Cp), ili je pak sam parazitni kapacitet drejn-sors u ulozi tog kondenzatora.

-snubber nevelikog kapaciteta (power, termickog, prihvatna moc) se stavlja na uobicajena mesta.

-posledicno tome sto imamo spoljnu kontrolu brzine narastanja napona primara (koja treba da bude ralativno mala da ne bi provocirala velike recoverry struje body diode i snubber diode), mozemo dozvoliti veoma "strmo" gasenje mosfeta, sto ce ga postedeti toplotnih gubitaka u tom momentu.

-posledicno prisustvu Cp (nije bitno da li je interni tj. parazitni, ili eksterni), moramo usporiti brzinu narastanja struje mosfeta prilikom ukljucenja, jer mosfet ce biti "duzan" da isprazni ni malo naivno punjenje Cp, cija struja ce se sabrati sa pocetnom strujom primara. Izborom snaznijeg mosfeta mozemo skratiti i taj period, pa opet dobiti manje toplotne gubitke.

-pojavom kvazirezonantne kontrole u poslednjih par decenija (pocev od TDA4601 i TDA4605, zero sross detection), dodatno je redukovana snaga praznjenja Cp ka minimalnoj vrednosti.

-Kod "cistih" rezonantnih ZVS aplikacija, kada se tranzistor ukljucuje Cp je vec prazan, takodje i naboji u body i snubber diodi (ako je snubber uopste upotrebljen u ovakvoj aplikaciji). Oblik polutalasa kod iskljucenja odredjuje iskljucivo Ls+Lprim i Cp, tako da mozemo tranzistor takodje veoma brzo iskljuciti. Nema snubber kola, nema recoverry gubitaka u body diodi, ali je kontrola otezana i nuzan je visokokvalitetan Cp, posebno sa aspekta velikih struja.

-dodatni kompromisni izbor za visok KKD (mislim na flyback topologiju oba tipa): za siroke opsege regulacije i velike raspone napona napajanja - kvazirezonantni flyback. Za uzi raspon opterecenja i manji raspon napajanja - rezonantni flyback.
------------------------------------------------------------------------------------------------------
--------------------------------------------------------------------------------------------------------



Pretpostavljam da mislis na Veb.
Radi se o zenerovom ili inverznom probojnom naponu deonice baza emiter, i kao i kod svih BJT ili dioda, upotreba tog napona je ogranicena samo discipacijom tog spoja, tj. toplotom koja jos uvek nece razoriti strukturu spoja.
Isto pravilo o zapornim naponima vazi i za kolektor baza deonicu BJT (naravno, taj napon je mnogostruko veci), sto znaci da "jedna lasta ne cini prolece" tj. jedan spike nece ostetiti BJT ukoliko ne poseduje toliko energije da prediscipira PN spoj.
Upravo ta osobina cini BJT tako robustnim za visoke napone i moguce "slucajne" spikes. Obicno spikes ne nose veliku kolicinu energije, pa tek ako potraju neko vreme, onda razore BJT, rastapajuci mu unutrasnju strukturu.

Nekada je mosfet-e probijao samo jedan jedini spike, a sada je u svaki implementirana body dioda ciji je zenerov napon manji od probojnog napona mosfet strukture, pa i za novije mosfete (poslednjih par decenija) vazi skoro isto pravilo poprilicne robustnosti na spikes (obicno je dozvoljena energija spikes navedena kao "Repetitive Avalanche Energy" i izrazena je u mJ, tj. u mWs).

Sto se tice Veb ili -Vbe, i BU508 ima svega -10V tog napona (sto je drasticno bolje nego tvoj 2SD), pa mu ni malo ne smeta da u veoma kratkom periodu bude "napucan" sa -12-13Vpk u HIS CRT naprava, pa potom Veb_sustain bude reda 3-5V, i to pri svakom polutalasu, a sve u cilju ostvarenja veoma brzog ciscenja zone baza emiter i kolektor emiter od zaostalih slobodnih nosilaca, gde ce tranzistor sa tipicnih Vceo od 700-800V tada imati Vce-v od citavih 1500+V.



Veoma neprimenjena velicina EER ili ERI jezgra kod poznatih proizvodjaca.
Verujem da se radi o custom jezgru, narucenom od strane kineza (ili pak kod njih izradjenom).

Podataka nema uopste (bas sam prekopavao).

Vodilja moze da ti bude EE jezgro sa slicnim Ae, s' tim sto mozes racunati na nesto vecu opteretivost zbog boljeg magnetnog oklapanja i vece zapremine ferita.

Pozdrav!

@Papak01

Samo izborom prenosnog odnosa primar-dominantni sekundar i Lp, kod flyback-a se mozes kretati od DCM do CCM moda ili pak u sirem rasponu rada koristiti oba.

Sta to znaci?

Transformatore mozes namotati sa citavom skalom proracuna i izvodjenja, i svi ce raditi uspesno, samo ce se kompletnom flyback razlikovati one osobine koje su vezane za DCM ili CCM mod, i KKD ce ti zavisiti od najbolje optimizacije trafoa i ostalih komponenti bas za taj rezim koji si izabrao.

DCM i CCM mogu imati podjednak ukupni KKD, i izbor zavisi najvise od polja upotrebe.

Pozdrav!

Informacije sam dobio zahvaljujuci nekim mojim najboljim ucenicima, koji su me odavno prevazisli (a na sta sam neizmerno ponosan :-).

Pogledajte moc novih komponenti, koje ce "progutati" dosadasnje:

http://www.google.rs/url?sa=t&...ut4g&bvm=bv.41524429,d.Yms

Pozdrav!

Macolakg hvala puno! Ovo mi je razjasnilo neke stvari. Izabrao sam da se pobudni namotaj ponasa kao naponski izvor, pa cu u bazu staviti malo jaci otpornik da disipira visak. Drugo, draze mi je da se snubber greje nego tranzistor. Ne volim vrele poluprovodnike.

P.S. Upravo sam mislio na Veb a ne na Vbe. Greska u kucanju.

P.P.S. Sto se tice komponenata baziranih na silicijum-karbidu, imam drugara i bivseg kolegu koji se bavi time u Belovim laboratorijama. Fantastican fizikohemicar, verovatno cemo njemu biti zahvalni za razvoj novih brzih-visokonaponskih-visokostrujnih komponenata.

Evo jos nesto! http://radiodetali.nxp.com.ua/pdf/2SD1710.pdf
Prema datasheetu saturacioni napon baze je manji od 2V pri IB=2A!!!

SiC elementi su jos uvek "vruc krompir" posto su relativno nove komponente, ali za par godina ce to biti sasvim drugacije.

http://www.digikey.com/scripts...f20120&lang=en&cur=USD

http://www.digikey.com/scripts...20120A&lang=en&cur=USD

http://www.digikey.com/scripts...40120D&lang=en&cur=USD

To je prilicno uobicajena vrednost kod takvih tranzistora.

Sto dublje odes u saturaciju, bice ti manji provodni gubici, ali ce ti biti potrebna veca energija za -Vbe (ili Veb) za
brzi oporavak tranzistora (opada moguca brzina uklapanja). I tu se traze kompromisi...

Kod ATX na primer, koristi se "propotional base drive", koji donekle ublazava situaciju. (videti o tome u P.S.Cookbook)

@Papak01

Treba obratiti paznju na Vce(sat)@Ice=4,5A,Ibe=2A = max5V !!!

Ne cudi me sto greje, a ne cudi me i sto je izbacen iz proizvodnje.

Takodje je i hfe veoma mali pri takvim uslovima.

Tranzistor je definitivno predisponiran za rad sa bas tih skoro 1500Vpk napona.

Mislim da za flyback postoji daleko bolji izbor od ovog, jer ti ne treba vise od 700-800V pouzdanog zapornog napona u najgorem slucaju.

Treba potraziti neki sa manjim Vce(sat) i znatno vecim hfe pri tim uslovima.

Na primer: BUT11A, BUT12A, Bu508, BU.... ima ih gomila boljih i jevtinijih cak.

Obican BU508A ima Vce(sat)@Ic=4,5A,Ib=2A = max.1V

Lepe su ovo komponentice... Ne mogu da sacekam da naprave neki fet od jedno pola kilovata sa ulaznim kapacitetom od 100pF, pa da napravim izlazni stepen za predajnik, dusu da leci. :P Hahahahhahaah

Vraticu se na semu sa samog pocetka SMPS sa IR2153. Uradjeno je po semi kao kod Miodrag-ba . Jedina izmena je prigusnica iza dioda na izlazu ( i ploca je kod mene drugacija ) , zalepio sam dva jezgra i motao sa upola manje namotaja. Kada ukljucim dobijem +/- 25v i to je ok ali sam merio temperaturu na otporniku 27k 5w i iznosila je 80 stepeni a na hladnjaku sa IRF840 merio sam 65 stepeni bez ikakvog opterecenja . Da li je to u redu ? Probao bih sutra sa par sijalica (iz auta) redno 12v 55w pa da ga malo pustim i proverim temperature . Mada mislim da je ovih 80 na 27k 5w i 65 stepeni na IRF mnogo. Da li sam u pravu ?

---

Keramicki otpornik trpi do 350'C, a operativna temperatura tranzistora je od -55 do +150'C tako kaze data sheet. Uz forsirano hladjenje trebalo bi da bude ok.
Ja bih na tvom mestu stavio neke jace tipa IRFP450(on je 2e komad) ili IRFP 460.
Mogao bi i da nakalaises malo te vodove, bakar hoce vremenom da oksidira.
Zalemi i kondenzatore 100nF/63v paralelno sa tima na izlazu, napisao je Macola u komentarima iznad, zasto su bitni.
Pozdrav

Kao sto je Marty Brown napisao, ja sam procenio i napravio onaj prostacki snubber, sastoji se od redno vezanog kondenzatora od 1nF i otpornika od 82 oma. Dobiju se jako lepi talasni oblici na izlazu, sa vrlo malo ringinga. Dakle snubber je uspesan. Medjutim jos uvek nemam dovoljno snage. Ocigledno je problem sa pobudom tranzistora. recimo na maloj snazi (oko 12-13W, on daje predvidjenih 13V (toliko je setovano preko TL431 i optokaplera) u opsegu napajanja od 130-240V (nisam smeo vise zbog elka na 385V na ulazu). Medjutim kada se optereti sa sijalicom od 55W (inace je trafo tako dizajniran da bi morao da je upali vec na 180V) napajanje nema dovoljno snage i napon nepovratno pada na oko 6V.

P.S. Po preporuci Macolakg sam presao na BU508, e sad ostaje da se igram sa vrednostima R i C koje idu od namotaja za pobudu do baze, pa da vidim gde se tranzistor najmanje greje.

P.P.S. Zanima me nesto o funkcionisanju onog snubbera koji se koristi veoma cesto a koji ima PARALELNI R i C i redno sa njima diodu. U Power Supply Cookbook nisam nasao nista na tu temu...

Rekoh ti smanji otpornik u emiteru,izgleda da ti se pali ogranicenje struje.Ako ne pomaze,dodaj diodu paralelno kondenzatoru koju sam ti predlozio,veruj mi pomocice ti dosta.

---

aco i macola,hvala na ovome! sad i ko nije - treba da proba. cijena je stavka zbog koje ovo svakako treba probati. sve na tacni,svaka cast na volji i na trudu!

---

Tako je imenjace,hvala,sada navalite,racunam da ces i ti uraditi koji komad :)

---

Ovo je jos u eksperimentalnoj fazi tako da cu sigurno iskalaisati vodove ( gde je potrebno ) a i ubacicu 470n/63v na izlazu i naravno premotacu trafo za veci napon .

---

Svakako! Ima ta stvar oko brzine punjenja kondenzatora koja mi zvuči zanimljivo i koja se ne postiže sa klasičnim transformatorom,velikim kapacitetima i 50Hz frekvencijom. Na kraju krajeva postoji i ona "ne kudi konja kojeg nisi jahao" .
.
.
Hvala tebi što me preteče u svemu ovome oko crtanja pločica-sad kad pogledam kako je to teklo shvatam da bi ja tu bio "pain in the ass" sa svojim pitanjima i ne-shvatanjem sistema. Ovako je proteklo skroz tečno i bez nerviranja. Tandemski,odlično! Sa dva ovakva napajanja i troškom od procjenjujem otprilike 3000RSD dobija se napajanje za pojačala snage do 150W po kanalu i značajno spušta cijena cijelog uređaja. Sa jednim se može napajati većina pojačala koja su u opticaju a da su snage 60-70W na izlazu. Nema se šta reći-sad treba samo probati!

---

Ovaj smps mislim da moze da napaja pojacalo do oko 250W u mono verziji.


_{[Ovu poruku je menjao aca.jevtic94 dana 26.01.2013. u 14:49 GMT+1]}

---

Aco, Ako uzmemo u obzir ono sto kaze M.Brown pik struja u primaru je MAKSIMUM 1.3A. Ako pretpostavimo da tranzistor BC337 reaguje na 1V (obzirom da ima i onaj otpornik u bazi) to znaci da je potreban otpornik od: 1V/1.3A=0.77oma. Ja sam stavio 0.51om. Dakle nije sigurno do otpornika. E sad jos treba da isprobam taj shtos sa diodom...